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电压电流电路升压式高亮度LED背光驱动电路技术设计

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图1 Boost Converter LED Driver

  ■升压电路操作模式
  
  升压电路可操作于二种模式,连续导通模式(Continuous Conduction Mode;CCM)或不连续导通模式(Discontinuous Conduction Mode;DCM),这二种模式是由电感电流的波形决定的。图2a为CCM升压电路的电感电流波形,图2bDCM升压电路的电感电流波形。
  
  CCM升压电路是用在最大升压比例(输出电压与输入电压比值)小于或等于6,并在输入电流大于1安培的情形下,假如需要更大的升压比例,则需采用DCM模式。但是DCM模式会产生较大的峰值电流,因此导致电感的毁损增加,同时也造成均方根电流的增加。所以,DCM升压电路的效率要比CCM升压电路来得低,这也使得DCM的输出功率受限制。

图2 升压电路的连续导通模式与不连续导通模式

  ■以Supertex HV9911为例设计升压LED驱动电路

HV9911为Close Loop,Peak Current Control,Switching Mode LED驱动电源控制IC,它内建了许多功能来客服升压电路的缺点。HV9911包含了9-250VDC输入电压稳压器,不需额外电源,仅由单一输入电压提供IC动作的工作电源。它内建了2%精密的参考电压(全温度范围)能精确地控制LED串联电流。并且包含了断路用的FET驱动电路。当输出短路或过电压时,便会自动断开LED串之对地路径。此功能缩短了控制电路的反应时间(请参考PWM调光电路说明)。(图3)

  ■HV9911控制电路的功能

图3 HV9911内部电路结构

IC内部提供稳压电路9?250V输入电压,可输出7.75V电压输出提供IC内部电源使用,若输入电压范围提升可经由外接一个200V,2WZener Diode于输入电压与IC的Vin pin之间(如图1-4),这可使得输入电压范围可提升至450VDC,亦可以使得IC内部稳压电路所产生的功率损耗分散一部份在Zener Diode上。

图4 Increasing the Input Voltage Rating

IC的VDD pin工作电压可提高(如果有必要的话)藉由一个二极管连接至外部电压,此二极管是避免将外部电压若低于IC内部稳压电路的输出电压时,会造成IC的烧毁,最大的外接静态稳定电压为12V(瞬态电压为13.5V),因此11V+/-5%的电压源是理想的外部提升电压值。

  IC内部提供1.25%、2%精密参考电压,这参考电压可用来设定电流参考位准,以及输入电流限制位准,此参考电压也同时提供IC内部设定过电压保护。
  
  振荡电路时间模式
  
  振荡电路可经由外部电阻设定振荡频率。若此电阻跨接于RT及GND pins之间,则IC操作于定频模式,另外,若电阻跨接于RT与GATE pins间,则IC操作于固定关闭时间模式(此模式不需要斜率补偿控制使电路稳定)。定频时间或关闭时间可设定于2.8ms到40ms之间,可运用IC规格书内的计算式设定。
  
  于定频操作模式下,将所有SYNC在一起,多个IC可操作在单一频率。少数个案必须外加一个大电阻2300于SYNC到GND之间,用来抑制杂散电容所造成的振铃,当所有SYNC连接在一起时,建议使用相同电阻值跨接于每一个IC的RT与GND之间的电阻。
  
  闭回路控制的形成是连接输出电流信号至FDBK pin,同时将电流参考位准连接至IREF pin,补偿网络连接至Comp pin(传导运算放大器的输出端),如图5所示。放大器的输出受PWM调光信号所控制,当PWM调光信号为High时放大器的输端连接至补偿网络,当PWM调光信号为Low时,放大器的输出端与补偿网络被切断,因此补偿网络内的电容电压维持住,一直到PWM调光信号再度回复High准位时,补偿网络才又连接图放大器的输出端,这样可确保电路动作正常以及获得非常良好的PWM调光反应,而不需要设计一个快速的控制电路。

图6 Disconnect FET

  输出短路保护的动作原理是当输出侦测电流(于FDBK pin),大于2倍参考电流设定位准(于IREF pin),保护动作会发生。过电压保护的动作原理,是当OVP pin的电压大于1.25V时,保护动作也会发生。二个信号被送至一个OR闸再送到保护栓锁电路。当有任一保护动作发生时,栓锁电路会将GATE及FAULT pins同时关掉。一旦有保护动作发生时,必须将电源关掉重开,才能使栓锁电路恢复重置。
  
  而在IC的启动需要注意以下两点:
  
  ●当VDD与PWMD pins连接在一起,透过电路上的输入电压的连接或断接来启动时,IREF pin所连接的电容必须使用0.1uF,而V00 pin上所连接的电容值需小于1uF以确保适当的启动。
  
  ●假使电路使用外部信号启动或关闭,而输入电压一直保持常开启时,则IREF及VDD所使用的电容值可增加。
  
  线性调光能力
  
  调整IREF pin的电压位准可达到达成输出电流的线性调整,方法为以可变电阻或分压电阻网络或外部提供参考电压连接至IREF pin。但是,要注意一旦IREF的电压低到非常小时,IC的短路电流保护比较器的误差电压(OFFSET)可能会造成短路保护发生误动作,这时候必须将IC电源关掉重开,重新启动电路,为了避免此误动作,IREF的最低电压为20?30mV。
  
  PWM调光(脉宽调变调光)能力
  
  HV9910内部的PWM调光功能却能够达到非常快速的PWM调光反应,克服了传统升压电路不能非常快速的PWM调光的缺点。
  
  PWMD控制IC内部三个点:
  
  ●GATE信号到开关FET
  
  ●FAULT信号到断接FET
  
  ●运算放大器到补偿网络的输出端
  
  当PWMD信号为High时,GATE信号与FAULT可以动作,同时运算放大器的输出端连接到补偿网络,这使得升压电路可以正常动作。
  
  当PWMD信号为Low时,GATE信号与FAULT被停止动作,能量无法从输入端转移到输出端,但是,为避免输出电容放电到LED而造成LED电流下降时间被拉长。
  
  这个放电电容同时也会使得电路重新连接动作时,LED电流的上升时间会被拉长。因此,避免输出电容的放电是相当重要的。IC输出FAULT信号断接FET,使得LED的电流几乎立刻的下降到零电流,因此输出电容并没有被放电,所以当PWMD信号回复High位准时输出电容不需要额外的充电电流,这使得上升时间非常快速。
  
  当PWMD信号为Low时,输出电流降至零,这使得回授放大器看到了相当大的误差信号于放大器输入端,会造成补偿回路的电容器上的电压会上升至最高电位。因此当PWMD信号回到High时,过高的补偿回路电压会控制电感峰值电流,而造成相当大的输出涌浪电流发生在LED上。
  
  这样大的LED电流又随着控制回路速度而回授,这会使得稳定时间被延长,当PWMD信号为Low时,断开运算放大器与补偿回路是有助于维持补偿回路的电压不被改变。因此当PWMD信号回复High时,电路立刻回复稳态而不会产生过大的LED电流。
  
  ■闭回路控制电路的设计
  
  补偿回路可用来使得升压电路稳定的操作,可选用Type-Ⅰ补偿(一个简单积分电路)或者TypeⅡ补偿(一个积分电路及额外的极点-零点)。补偿的类型需要视功率级的交越频率的相位而定。

闭回路系统(图7)的回路增益如下:
  
  (公式1)

  Gm为运算放大器的增益(435mA/V)
  
  Zs(s)为补偿网络的阻抗
  
  Gp(s)为功率级的转移函式
  
  请注意,虽然电阻分压比值为1:14,但是整体效应包含二极管的压降会是1:15。

图7 Loop Gain of the Boost Controller

  ■芯片补偿网络控制
  
  假设Fc为回路增益的交越频率,而功率级的转移函式在此频率的振幅与相位角度为Aps与Φps、相位边限Φm所需增加的相位角度为Φboost。
  
  (公式2)Φboost=Φm-Φpx-90?

  基于所需增加的相位角度,来决定需要何种类型的补偿网络。
  
  (公式3)
  
  Φboost≦0?→TypeⅠ控制
  
  0?≦Φboost≦90?→TypeⅡ控制
  
  90?≦Φboost≦180?→TypeⅢ控制
  
  HV9911为基础的LDE升压驱动电路通常并不需要TypeⅢ控制,所以此篇不讨论Ⅲ控制。HV9911 TypeⅠ及TypeⅡ控制的使用,请参考表1。

  同时解等式(1-6)(1-8)可计算出Rz,Cz及Cc的值。
  
  ■利用芯片实际设计出驱动电路
  
  表2驱动电路设计参数表

图8 驱动电路设计参考

  步骤一选择开关频率(fs)
  
  对于低压应用(输出电压<100V),中等功率输出(<30w),开关频率设为200kHz(时间周期为5ms),对于开关损失以及外部零件的大小来说是个不错的折衷方案。若是更高的电压应用或更高的输出功率,则考虑外部的开关FET的功率损失,就必须降低开关频率。
  
  步骤二计算最大开关周期(Dmax)
  
  最大的开关周期可以使用以下方程式计算:
  
  (公式9)

  注意:如果Dmax>0.85,升压比例太大,则升压电路无法操作在连续导通模式而会操作在不连续导通模式,以达到所需的升压比例。
  
  步骤三计算最大电感电流(Iinmax)
  
  最大电感电流为(公式10)

  步骤四计算输入电感量(L1)
  
  输入电感可以最低的输入电压操作下的电感电流25%计算,如下式
  
  (公式11)

 选择标准电感量220uH,为达到于最低输入电压的操作时之的效率为90%,则电感的损失约为总输出功率的2?3%,使用3%计算电感损失。
  
  (公式12)Pind=0.03?Voman?Iove=0.84w
  
  假设80%-20%各别为电感的铜损及铁损,则电感的等效直流电阻,必须小于
  
  (公式13)

  电感的饱和电流至少需大于最大电感电流20%。
  
  (公式14)

  因此电感为220uH,DCR值约0.3Ω,电感饱和电流需大于2A。但是必须注意,选择电感的有效电流等于Iinmax(虽然可能无法符合效率的要求)但仍可获得可接受的结果。
  
  步骤五选择开关FET(Q1)
  
  跨接于FET的最大电压等于输出电压,使用20%余量来计算最大突波电压,FET的耐压选择为:
  
  (公式15)VFET=1.2Vomax=96V
  
  流经过FET的有效电流为:
  
  (公式16)IFET?Iimax?√Dmax=1.3A
  
  为求得最佳化设计,FET的电流规格必须至少大于3倍的FET有效电流值,以使用最低闸充电电荷(Qg)操作。使用HV9911时建议FET的Qg需小于25nC目前使用于此案例的FET规格为100V,4.5A,11nC。
  
  步骤六选择开关二极管(D1)
  
  二极管的耐压规格与开关FET(Q1)相同,二极管流过的平均电流等于最大输出电流(350mA)。虽然二极管的平均电流仅350mA,但在短暂的时间内二极管载送着最大输入电流IINmax。二极管两端所跨之电压需相对应于瞬间流过的电流而非平均电流,假设有1%功率损失于二极管上,则二极管两端的压降则必须小于:
  
  (公式17)

  最好选择萧特基二极管,当输出电压小于100V时,它不需要考量逆向回复的损失,因此在此案例中选择100V,1A萧特基二极管,它的顺向通过电压在IINmax时为0.8V。
  
  步骤七选择输出电容(Co)
  
  输出电容的电容值需视LED的动态电阻,LED串的涟波电流及LED电流而定,使用HV9911的设计中,较大的输出电容(较低的涟波输出电流)将可获得较佳的PWM调光结果,升压电路的输出以模型简化如图9a将LED以定电压负载串联一个动态阻抗,输出阻抗(RLED与Co的并联组合)被以二极管电流Idiode驱动着,稳态的电容电流波形如图9b所示。
  
  图9升压电路的输出

  另外在交越频率下的增益为1(unit gain)等式。
  
  从(公式46)Cz+Cc=10nF、(公式47)Cz/Cc=10nF,将(公式44)(公式47)代入(公式45),可得到:
  
  (公式48)Cc=(Cz+Cc)*Wz)/Wp=2.84nF
  
  从(公式48)、(公式46)可以得到:
  
  (公式49)Cz=7.43nF
  
  从(公式44)、(公式49)可以得到:
  
  (公式50)Rz=1/(WzCz)=20.37KΩ
  
  选择Cc=2.2nF、50V、COG电容
  
  Cz=6.8nF、50V、COG电容
  
  Rz=20.0k、1/8W、1%电阻/>/>

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